反激式開關電源總結
開關電源分為，隔離與非隔離兩種形式，在這里主要談一談隔離式開關電源的拓撲形式，隔離電源按照結構形式不同，可分 為兩大類：正激式和反激式。反激式指在變壓器原邊導通時副邊截止，變壓器儲能。原邊截止時，副邊導通，能量釋放到負載的工作狀態，一般常規反激式電源單管 多，雙管的不常見。正激式指在變壓器原邊導通同時副邊感應出對應電壓輸出到負載，能量通過變壓器直接傳遞。按規格又可分為常規正激，包括單管正激，雙管正 激。半橋、橋式電路都屬于正激電路。
正激和反激電路各有其特點，在設計電路的過程中為達到最優性價比，可以靈活運用。一般在小功率場合可選用反激式。稍微大一些可采用單管正激電路，中等功 率可采用雙管正激電路或半橋電路，低電壓時采用推挽電路，與半橋工作狀態相同。大功率輸出，一般采用橋式電路，低壓也可采用推挽電路。
反激式電源因其結構簡單，省掉了一個和變壓器體積大小差不多的電感，而在中小功率電源中得到廣泛的應用。在有些介紹中講到反激式電源功率只能做到幾十瓦， 輸出功率超過 100 瓦就沒有優勢，實現起來有難度。本人認為一般情況下是這樣的，但也不能一概而論，PI 公司的TOP芯片就可做到 300 瓦，有文章介紹反 激電源可做到上千瓦，但沒見過實物。輸出功率大小與輸出電壓高低有關。
反激電源變壓器漏感是一個非常關鍵的參數，由于反激電源需要變壓器儲存能量，要 使變壓器鐵芯得到充分利用，一般都要在磁路中開氣隙，其目的是改變鐵芯磁滯回線的斜率，使變壓器能夠承受大的脈沖電流沖擊，而不至于鐵芯進入飽和非線形狀 態，磁路中氣隙處于高磁阻狀態，在磁路中產生漏磁遠大于完全閉合磁路。
變壓器初次極間的偶合，也是確定漏感的關鍵因素，要盡量使初次極線圈靠近，可采用三明治繞法，但這樣會使變壓器分布電容增大。選用鐵芯盡量用窗口比較長的磁芯，可減小漏感，如用 EE、EF、EER、PQ 型磁芯效果要比 EI型的好。
關于反激電源的占空比，原則上反激電源的最大占空比應該小于 0.5，否則環路不容易補償，有可能不穩定，但有一些例外，如美國 PI 公司推出的 TOP 系列芯片是可以工作在占空比大于 0.5 的條件下。
占空比由變壓器原副邊匝數比確定，本人對做反激的看法是，先確定反射電壓（輸出電壓通過變壓器耦合反映到原邊的電壓值），在一定電壓范圍內反射電壓提高則 工作占空比增大，開關管損耗降低。反射電壓降低則工作占空比減小，開關管損耗增大。當然這也是有前提條件，當占空比增大，則意味著輸出二極管導通時間縮 短，為保持輸出穩定，更多的時候將由輸出電容放電電流來保證，輸出電容將承受更大的高頻紋波電流沖刷，而使其發熱加劇，這在許多條件下是不允許的。
占空比增大，改變變壓器匝數比，會使變壓器漏感加大，使其整體性能變，當漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉開關管大占空帶來的低損耗，時就沒有再增大占 空比的意義了，甚至可能會因為漏感反峰值電壓過高而擊穿開關管。由于漏感大，可能使輸出紋波，及其他一些電磁指標變差。當占空比小時，開關管通過電流有效 值高，變壓器初級電流有效值大，降低變換器效率，但可改善輸出電容的工作條件，降低發熱。如何確定變壓器反射電壓（即占空比）
今天接著談關于反激電源的占空比（本人關注反射電壓，與占空比一致），占空比還與選擇開關管的耐壓有關，有一些早期的反激電源使用比較低耐壓開關管，如 600V 或650V 作為交流 220V 輸入電源的開關管， 也許與當時生產工藝有關，高耐壓管子，不易制造，或者低耐壓管子有更合理的導通損耗及開關特性，像這種線路反射電壓不能太高，否則為使 開關管工作在安全范圍內，吸收電路損耗的功率也是相當可觀的。
實踐證明 600V管子反射電壓不要大于 100V，650V 管子反射電壓不要大于120V，把漏感尖峰電壓值鉗位在 50V 時管子還有 50V 的工作余量。現在 由于 MOS管制造工藝水平的提高，一般反激電源都采用 700V 或 750V 甚至 800-900V 的開關管。像這種電路，抗過壓的能力強一些開關變壓器反射電壓也可以做得比較高一些，最大反射電壓在 150V 比較合適，能夠獲得較好的綜 合性能。
PI公司的 TOP芯片推薦為 135V 采用瞬變電壓抑制二極管鉗位。但他的評估板一般反射電壓都要低于這個數值在 110V 左右。這兩種類型各有優缺點： 第一類：缺點抗過壓能力弱，占空比小，變壓器初級脈沖電流大。優點：變壓器漏感小，電磁輻射低，紋波指標高，開關管損耗小，轉換效率不一定比第二類低。 第二類：缺點開關管損耗大一些，變壓器漏感大一些，紋波差一些。優點：抗過壓能力強一些，占空比大，變壓器損耗低一些，效率高一些。
反激電源反射電壓還有一個確定因素 反激電源的反射電壓還與一個參數有關，那就是輸出電壓，輸出電壓越低則變壓器匝數比越大，變壓器漏感越大，開關管承受電壓越高，有可能擊穿開關管、吸收電 路消耗功率越大，有可能使吸收回路功率器件永久失效（特別是采用瞬變電壓抑制二極管的電路）。在設計低壓輸出小功率反激電源的優化過程中必須小心處理，其 處理方法有幾個：
1、 采用大一個功率等級的磁芯降低漏感，這樣可提高低壓反激電源的轉換效率，降低損耗，減小輸出紋波，提高多路輸出電源的交差調整率，一般常見于家電用開關電源，如光碟機、DVB機頂盒等。
2、如果條件不允許加大磁芯，只能降低反射電壓，減小占空比。降低反射電壓可減小漏感但 有可能使電源轉換效率降低，這兩者是一個矛盾，必須要有一個替代過程才能找到一個合適的點，在變壓器替代實驗過程中，可以檢測變壓器原邊的反峰電壓，盡量 降低反峰電壓脈沖的寬度，和幅度，可增加變換器的工作安全裕度。一般反射電壓在 110V 時比較合適。
3、增強耦合，降低損耗，采用新的技術，和繞線工藝，變壓器為滿足安全規范會在原邊和副 邊間采取絕緣措施，如墊絕緣膠帶、加絕緣端空膠帶。這些將影響變壓器漏感性能，現實生產中可采用初級繞組包繞次級的繞法。或者次級用三重絕緣線繞制，取消 初次級間的絕緣物，可以增強耦合，甚至可采用寬銅皮繞制。
文中低壓輸出指小于或等于 5V 的輸出，像這一類小功率電源，本人的經驗是，功率輸出大于 20W 輸出可采用正激式，可獲得最佳性價比，當然這也不是決對的， 與個人的習慣，應用的環境有關系，下次談一談反激電源用磁性芯，磁路開氣隙的一些認識，希望各位高人指點。
反激電源變壓器磁芯在工作在單向磁化狀態，所以磁路需要開氣隙，類似于脈動直流電感器。部分磁路通過空氣縫隙耦合。為什么開氣隙的原理本人理解為：由于功 率鐵氧體也具有近似于矩形的工作特性曲線（磁滯回線），在工作特性曲線上 Y 軸表示磁感應強度（B），現在的生產工藝一般飽和點在 400mT 以上，一般此值 在設計中取值應該在200-300mT 比較合適、X 軸表示磁場強度（H）此值與磁化電流強度成比例關系。磁路開氣隙相當于把磁體磁滯回線向 X 軸向傾斜，在同樣的磁感應強度下，可承受更大的磁化電流，則相當于磁心儲存更多的能量，此能量在開關管截止時通過變壓器次級瀉放到負載電路，反激電源磁芯 開氣隙有兩個作用。其一是傳遞更多能量，其二防止磁芯進入飽和狀態。
反激電源的變壓器工作在單向磁化狀態，不僅要通過磁耦合傳遞能量，還擔負電壓變換輸入輸出隔離的多重作用。所以氣隙的處理需要非常小心，氣隙太大可使漏感 變大，磁滯損耗增加，鐵損、銅損增大，影響電源的整機性能。氣隙太小有可能使變壓器磁芯飽和，導致電源損壞
所謂反激電源的連續與斷續模式是指變壓器的工作狀態，在滿載狀態變壓器工作于能量完全傳遞，或不完全傳遞的工作模式。一般要根據工作環境進行設計，常規反 激電源應該工作在連續模式，這樣開關管、線路的損耗都比較小，而且可以減輕輸入輸出電容的工作應力，但是這也有一些例外。
需要在這里特別指出：由于反激電源的特點也比較適合設計成高壓電源，而高壓電源變壓器一般工作在斷續模式，本人理解為由于高壓電源輸出需要采用高耐壓的整 流二極管。由于制造工藝特點，高反壓二極管，反向恢復時間長，速度低，在電流連續狀態，二極管是在有正向偏壓時恢復，反向恢復時的能量損耗非常大，不利于 變換器性能的提高，輕則降低轉換效率，整流管嚴重發熱，重則甚至燒毀整流管。由于在斷續模式下，二極管是在零偏壓情況下反向偏置，損耗可以降到一個比較低 的水平。所以高壓電源工作在斷續模式，并且工作頻率不能太高。
還有一類反激式電源工作在臨界狀態，一般這類電源工作在調頻模式，或調頻調寬雙模式，一些低成本的自激電源（RCC）常采用這種形式，為保證輸出穩定，變 壓器工作頻率隨著，輸出電流或輸入電壓而改變，接近滿載時變壓器始終保持在連續與斷續之間，這種電源只適合于小功率輸出，否則電磁兼容特性的處理會很讓人 頭痛
反激開關電源變壓器應工作在連續模式，那就要求比較大的繞組電感量，當然連續也是有一定程度的，過分追求絕對連續是不現實的，有可能需要很大的磁芯， 非常 多的線圈匝數，同時伴隨著大的漏感和分布電容，可能得不償失。那么如何確定這個參數呢，通過多次實踐，及分析同行的設計，本人認為，在標稱電壓輸入時，輸 出達到 50%~60%變壓器從斷續，過渡到連續狀態比較合適。或者在最高輸入電壓狀態時，滿載輸出時，變壓器能夠過渡到連續狀態就可以了。
反激式變壓器是反激開關電源的核心，它決定了反激變換器一系列的重要參數，如占空比D，最大峰值電流，設計反激式變壓器，就是要讓反激式開關電源工作在一個合理的工作點上。這樣可以讓其的發熱盡量小，對器件的磨損也盡量小。同樣的芯片，同樣的磁芯，若是變壓器設計不合理，則整個開關電源的性能會有很大下降，如損耗會加大，最大輸出功率也會有下降，下面我系統的說一下我算變壓器的方法。
算變壓器，就是要先選定一個工作點，在這個工作點上算，這個是最苛刻的一個點，這個點就是最低的交流輸入電壓，對應于最大的輸出功率。下面我就來算了一個輸入85V到265V，輸出5V，2A 的電源，開關頻率是100KHZ。
第一步就是選定原邊感應電壓VOR，這個值是由自己來設定的，這個值就決定了電源的占空比。可能朋友們不理解什么是原邊感應電壓，是 這樣的，這要從下面看起，慢慢的來，
這是一個典型的單端反激式開關電源，大家再熟悉不過了，來分析一下一個工作周期，當開關管開通的時候，原邊相當于一個電感，電感兩端加上電壓，其電流值不會突變，而線性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,這三項分別是原邊輸入電壓，開關開通時間，和原邊電感量．在開關管關斷的時候，原邊電感放電，電感電流又會下降，同樣要尊守上面的公式定律，此時有下降了
Ｉ=VOR*toff/L,這三項分別是原邊感應電壓，即放電電壓，開關管關斷時間，和電感量．在經過一個周期后，原邊電感電流的值會回到原來，不可能會變，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂嗎，好懂吧，上式中可以用Ｄ來代替ＴＯＮ，用１－Ｄ來代替ＴOOF，移項可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如說我設計的這個，我選定感應電壓為80V，VS為90V ，則D=80/（*80+90）=0.47
第二步,確實原邊電流波形的參數.
原邊電流波形有三個參數,平均電流,有效值電流,峰值電流.,首先要知道原邊電流的波形,原邊電流的波形如下圖所示,畫的不好,但不要笑啊.這是一個梯形波橫向表示時間,縱向表示電流大小,這個波形有三個值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把這個波形的面積再除以其時間.如下面那一條橫線所示,首先要確定這個值，這個值是這樣算的，電流平均值=輸出功率/效率*VS，因為輸出功率乘以效率就是輸入功率，然后輸入功率再除以輸入電壓就是輸入電流，這個就是平均值電流。現在下一步就是求那個電流峰值，尖峰值是多少呢，這個我們自己還要設定一個參數，這個參數就是KRP，所謂KRP，就是指最大脈動電流和峰值電流的比值這個比值下圖分別是最大脈動電流和峰值電流。是在0和1之間的。這個值很重要。已知了KRP，現在要解方程了，都會解方程吧，這是初一的應用題啊，我來解一下，已知這個波形一個周期的面積等于電流平均值*1，這個波形的面積等于，峰值電流*KRP*D+峰值電流*（1-KRP）*D，所以有電流平均值等于上式，解出來峰值電流=電流平均值/（1-0.5KRP）*D。比如說我這個輸出是10W，設定效率是0.8.則輸入的平均電流就是10/0.8*90=0.138A,我設定KRP的值是0.6而最大值=0.138/(1-0.5KRP).D=0.138/(1-0.5*0.6)*0.47=0.419A.
第三個電流參數,就是這個電流的有效值,電流有效值和平均值是不一樣的,有效值的定義還記得嗎,就是說把這個電流加在一個電阻上,若是其發熱和另處一個直流電流加在這個電阻上發熱效果一樣的話,那么這個電流的有效值就等于這個直流的電流值.所以這個電流的有效值不等于其平均值,一般比其平均值要大.而且同樣的平均值,可以對應很多個有效值,若是把KRP的值選得越大,有效值就會越大,有效值還和占空比D也有關系,總之.它這個電流波形的形狀是息息相關的.我就直接給出有效值的電流公式,這個公式要用積分才能推得出來,我就不推了,只要大家區分開來有效值和平均值就可以了.
電流有效值=電流峰值*根號下的D*(KRP的平方/3-KRP+1)如我現在這個,電流有效值=0.419*根號下0.47*(0.36/3-0.6+1)=0.20A.所以對應于相同的功率,也就是有相同的輸入電流時,其有效值和這些參數是有關的,適當的調整參數,使有效值最小,發熱也就最小,損耗小.這便優化了設計.
第三步,開始設計變壓器準備工作
.已知了開關頻率是100KHZ則開關周期就是10微秒了,占空比是0.47.那么TON就是4.7微秒了.記好這兩個數,對下面有用.
第四步,選定變壓器磁芯
這個就是憑經驗了,如果你不會選,就估一個,計算就行了,若是不行,可以再換一個大一點的或是小一點的,不過有的資料上有如何根據功率去選磁芯的公式或是區線圖,大家不妨也可以參考一下.我一般是憑經驗來的.
第五步,計算變壓器的原邊匝數
原邊使用的經徑.計算原邊匝數的時候,要選定一個磁芯的振幅B,即這個磁芯的磁感應強度的變化區間,因為加上方波電壓后,這個磁感應強度是變化的,正是因為變化,所以其才有了變壓的作用,NP=VS*TON/SJ*B,這幾個參數分別是原邊匝數,,最小輸入電壓,導通時間,磁芯的橫節面積和磁芯振幅,一般取B的值是0.1到0.2之間,取得越小,變壓器的鐵損就越小,但相應變壓器的體積會大些.這個公式來源于法拉弟電磁感應定律,這個定律是說,在一個鐵心中,當磁通變化的時候,其會產生一個感應電壓,這個感應電壓=磁通的變化量/時間T再乘以匝數比,把磁通變化量換成磁感應強度的變化量乘以其面積就可以推出上式來,簡單吧.我的這個NP=90*4.7微秒/32平方毫米*0.15,得到88匝0.15是我選取的了值.算了匝數,再確定線徑,一般來說電流越大,線越熱,所以需要的導線就越粗,,需要的線徑由有效值來確定,而不是平均值.上面已經算得了有效值,所以就來選線,我用0.25的線就可以了,用0.25的線,其面積是0.049平方毫米,電流是0.2安,所以其電流密度是4.08,可以,一般選定電流密度是4到10安第平方毫米.記住這一點,這很重要.若是電流很大,最好采用兩股或是兩股以上的線并繞,因為高頻電流有趨效應,這樣可以比較好.
第六步,確定次級繞組的參數,圈數和線徑
記得原邊感應電壓吧,這就是一個放電電壓,原邊就是以這個電壓放電給副邊的,看上邊的圖,因為副邊輸出電太為5V,加上肖特基管的壓降,就有5.6V,原邊以80V的電壓放電,副邊以5.6V的電壓放電,那么匝數是多少呢,當然其遵守變壓器那個匝數和電壓成正比的規律啦.所以副邊電壓=NS*(UO+UF)/VOR,其中UF為肖特基管壓降.如我這個副邊匝數等于88*5.6/80,得6.16,整取6匝.再算副邊的線徑,當然也就要算出副邊的有效值電流啦,副邊電流的波形會畫嗎,我畫給大家看一下吧畫的不太對稱,沒關系,只要知道這個意思,就可以了.有突起的時間是1-D,沒有突起的是D,剛好和原邊相反,但其KRP 的值和原邊相同的這下知道了這個波形的有效值是怎么算的了吧,哦,再提醒一句,這個峰值電流就是原邊峰值電流乘以其匝數比,要比原邊峰值電流大數倍。
第七步確定反饋繞組的參數
反饋是反激的電壓,其電壓是取自輸出級的,所以反饋電壓是穩定的,TOP 的電源電壓是5.7到9V,繞上7匝,那么其電壓大概是6V多,這就可以了,記得,反饋電壓是反激的,其匝數比要和幅邊對應,懂什么意思嗎,至于線,因為流過其的電流很小,所以就用繞原邊的線繞就可以了,無嚴格的要求.
第八步,確定電感量
記得原邊的電流上升公式嗎I=VS*TON/L.因為你已經從上面畫出了原邊電流的波形,這個I就是:峰值電流*KRP,所以L=VS.TON/峰值電流*KRP,知道了嗎,從此就確定了原邊電感的值.
第九步,驗證設計
即驗證一下最大磁感應強度是不是超過了磁芯的允許值,有BMAX=L*IP/SJ*NP.這個五個參數分別表示磁通最大值,原邊電感量,峰值電流,原邊匝數,這個公式是從電感量L的概念公式推過來的,因為L=磁鏈/流過電感線圈的電流,磁鏈等于磁通乘以其匝數,而磁通就是磁感應強度乘以其截面積,分別代入到上面,即當原邊線圈流過峰值電流時,此時磁芯達到最大磁感應強度,這個磁感應強度就用以上公式計算.BMAX的值一般一要超過0.3T ,若是好的磁芯,可以大一些,若是超過了這個值,就可以增加原邊匝數,或是換大的磁芯來調.
總結一下:
設計高頻變壓器,有幾個參數要自己設定,這幾個參數就決定了開關電源的工作方式,第一是要設定最大占空比D,這個占空比是由你自己設定的感應電壓VOR來確定的,再就是設定原邊電流的波形,確定KRP的值,設計變壓器時,還要設定其磁芯振幅B,這又是一個設定,所有這些設定,就讓這個開關電源工作在你設定的方式之下了.要不斷的調整,工作在一個對你來說最好的狀態之下,這就是高頻變壓器的設計任務.總結一下
有效值=電流峰值*根號下的D*(KRP的平方/3-KRP+1) (4)
不過總的來說，高頻變壓器是一個比較復雜的東西，我短短的篇幅在此也不足以說明，學習高頻變壓器，我花了很長時間，如果有什么說的不對的地方，請大家指正。
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